Fuentes y reguladores
Circuito de referencia de tensión shunt de precisión programable Texas Instruments TL431 que entrega 5.0 V nominales desde 10 V con resistencia de 470 Ω y divisor 10 kΩ / 10 kΩ.
Resumen del circuito
Haz clic en cualquier componente del esquema para ver sus especificaciones eléctricas y función.
Este circuito implementa el regulador shunt programable clásico de la hoja de datos Texas Instruments SLVS543S figura 9-3. El TL431 actúa como referencia shunt de precisión manteniendo 2.495 V en su terminal REF mediante una referencia bandgap interna y un amplificador operacional de error que comanda un transistor NPN Darlington de colector abierto. Un divisor resistivo de precisión (R1 y R2) establece la tensión de salida nominal en 5.01 V (aprox. 5.0 V). La resistencia en serie R3 (470 Ω) reduce la tensión desde los 10 V de entrada, proporcionando unos 10.4 mA de corriente de polarización de cátodo para asegurar una operación por encima del requisito mínimo de 1.0 mA (Imin). El condensador de entrada C1 (100 nF) desacopla los transitorios de la fuente. La estabilidad requiere respetar los límites de carga capacitiva (TI fig. 8-16), evitando cargas directas en el rango prohibido de 10 nF a 3 µF.
| Tensión de alimentación nominal | 10 V nominal (opera de 8 V a 15 V con dimensionamiento adecuado de R3) |
|---|---|
| Tensión regulada de salida | ≈ 5.01 V cálculo nominal (2.495 V * 2 + 2 µA * 10 kΩ) |
| Tensión de referencia (Vref) | 2.495 V nominal; de 2.440 V a 2.550 V grado estándar (TI SLVS543S §6.5) |
| Corriente de cátodo (IK) | ≈ 10.4 mA nominal sin carga (rango de operación seguro: 1.0 mA a 100 mA) |
| Corriente del divisor de realimentación | ≈ 250 µA (cálculo Vref / R2 = 2.495 V / 10 kΩ) |
| Resistencia de balasto en serie (R3) | 470 Ω, 1%, 0.25 W (disipación nominal ≈ 53 mW) |
| Impedancia dinámica (|ZKA|) | 0.2 Ω típico, 0.5 Ω máximo (f < 1 kHz) |
Una tensión continua nominal de 10 V (no regulada o pre-regulada) se conecta al puerto de entrada P1. El condensador cerámico C1 (100 nF, 50 V) proporciona desacoplo de alta frecuencia directamente en la entrada para suprimir ruido y rizado del riel.
La resistencia R3 (470 Ω, 1%, 1/4 W) se ubica entre la entrada de 10 V y el nodo de cátodo regulado a 5.0 V. Con una caída de 5.0 V en R3, la corriente total entregada es I_RS = (10 V - 5.0 V) / 470 Ω ≈ 10.64 mA. Esta corriente se divide entre el divisor de realimentación (≈ 0.25 mA), el cátodo del TL431 (≈ 10.39 mA) y cualquier carga externa conectada en P2.
El amplificador de error interno compara la tensión en el pin 1 (REF) con la referencia interna compensada en temperatura de 2.495 V. La tensión de salida se programa mediante R1 y R2 según V_O = V_ref * (1 + R1/R2) + I_ref * R1. Con R1 = 10 kΩ, R2 = 10 kΩ e I_ref ≈ 2 µA, la salida nominal es 2.495 V * 2 + 20 mV = 5.01 V ≈ 5.0 V.
Si V_OUT se eleva levemente, V_REF supera 2.495 V, haciendo que el amplificador aumente la corriente de base del transistor NPN. El transistor desvía más corriente de cátodo a GND a través del pin 2 (ANODE), incrementando la caída en la resistencia en serie R3 y restableciendo V_OUT al valor programado. Por el contrario, si V_OUT baja, el transistor conduce menos, restableciendo la regulación.
El amplificador de error interno posee una elevada ganancia en lazo abierto optimizada para regulación shunt estable. No obstante, como documenta TI SLVS543S figura 8-16, conectar cargas capacitivas directamente entre cátodo y ánodo en el rango de 10 nF a 3 µF introduce un desplazamiento de fase polo-cero desfavorable que reduce el margen de fase y causa oscilaciones. El circuito es totalmente estable sin condensador de carga o con C_L ≥ 10 µF (con amortiguamiento por ESR electrolítica típica).
Calcula la tensión de salida regulada según el divisor de referencia y la corriente de polarización.
| Símbolo | Parámetro | Valor típico |
|---|---|---|
| Vref | Tensión de referencia interna | 2.495V |
| R1 | Resistencia superior del divisor | 10000Ω |
| R2 | Resistencia inferior del divisor | 10000Ω |
| Iref | Corriente de entrada de referencia | 2e-6A |
Corriente total suministrada a través de la resistencia de balasto al regulador shunt y a la carga.
| Símbolo | Parámetro | Valor típico |
|---|---|---|
| VI | Tensión de alimentación de entrada | 10V |
| VO | Tensión regulada de salida | 5.01V |
| R3 | Resistencia de balasto en serie | 470Ω |
Corriente que circula por el cátodo del TL431. Debe mantenerse >= 1.0 mA bajo toda condición.
| Símbolo | Parámetro | Valor típico |
|---|---|---|
| IRS | Corriente de resistencia de balasto | 10.64mA |
| Vref | Tensión de referencia | 2.495V |
| R2 | Resistencia inferior del divisor | 10kΩ |
| IL | Corriente de carga externa | 0mA |
Todas las piezas necesarias para montar este circuito. Selecciona una referencia para inspeccionarla en el esquema.
| Ref. | Componente | Valor | Encapsulado | Función en el circuito | Referencia |
|---|---|---|---|---|---|
| Regulador shunt programable de precisión Texas Instruments TL431LP, SLVS543S Rev. S; patilla 1 REF, patilla 2 ANODE, patilla 3 CATHODE. | TL431LP | TO-92 | Regulador de tensión shunt y amplificador de error | Regulador shunt programable de precisión: pinout y hoja de datos | |
| Resistencia de balasto en serie Seleccionada de 470 Ω, 1%, 0.25 W. Disipa ≈ 53 mW nominales con entrada de 10 V. | 470Ω | Axial / 0805 | Limita la corriente de entrada y polariza el cátodo | — | |
| Resistencia superior del divisor 10 kΩ, 0.1% o 1%, 0.125 W. Fija la relación de salida nominal junto con R2. | 10kΩ | Axial / 0805 | Rama superior del divisor de tensión de salida | — | |
| Resistencia inferior del divisor 10 kΩ, 0.1% o 1%, 0.125 W. Fija Vref = 2.495 V hacia GND. | 10kΩ | Axial / 0805 | Rama inferior del divisor de tensión de salida | — | |
| Condensador de desacoplo de entrada 100 nF, 50 V cerámico X7R. Ubicado cerca de P1 y el nodo de entrada de R3. | 100nF | Radial / 0805 | Desacoplo de transitorios de alimentación de entrada | — |
Trampas encontradas en montajes reales, con la solución de cada una.
Conectar condensadores de desacoplo directamente entre cátodo y ánodo en el rango de 10 nF a 3 µF causa oscilación parasitaria de alta frecuencia por pérdida de margen de fase (TI SLVS543S figura 8-16).
Deje la salida sin condensador (divisor puramente resistivo) o utilice un condensador CL ≥ 10 µF con ESR electrolítica normal (0.5 a 2 Ω). Si es obligatorio un condensador cerámico, agregue una resistencia serie amortiguadora de 1 a 3 Ω.
Los circuitos internos de bandgap y comparador exigen una corriente mínima de cátodo Imin = 1.0 mA. Si la corriente de carga IL supera IRS - 1.0 mA, IK cae por debajo de 1.0 mA y se pierde por completo la regulación.
Dimensione R3 de modo que con la corriente de carga máxima y la tensión de entrada mínima, IRS - IL sea >= 1.5 mA. Para cargas superiores a 10 mA, incorpore un transistor de paso PNP externo.
Usar resistencias de divisor muy altas (por ejemplo R1, R2 > 100 kΩ) para reducir corriente amplifica el error causado por la corriente de entrada de referencia Iref (hasta 4 µA) y su deriva térmica.
Seleccione R1 y R2 de forma que la corriente del divisor sea al menos 100 veces Iref (IDIV >= 200 µA). Las resistencias elegidas de 10 kΩ consumen 250 µA, limitando el desplazamiento por Iref a solo 20 mV.
Si la salida se cortocircuita accidentalmente a masa, los 10 V completos de alimentación caen sobre R3, elevando la disipación a (10 V)^2 / 470 Ω = 213 mW.
Especifique R3 con al menos 0.25 W (1/4 W) de potencia nominal para tolerar cortocircuitos continuos en la salida sin sufrir daños térmicos.
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